具有改进的本机振荡器的解调器电路的电话机

1.一种具有解调器电路的移动电话机，该解调器电路包括本机振荡器和具 有本机振荡器输入端及解调输入端的混频器，解调输入端接收用于调制频率为 Fi的载波的信号，所述信号具有固定频率并且适于由解调电路解调，所述解调 电路包括具有上限截止频率的低通信道滤波器，
其中本机振荡器具有一个输出，本机振荡器的所述输出的频率相对于频率 Fi向上偏调一个偏移量，所述输出的频率偏移是确定的，使得解调信号被拉向 低频以避免达到所述低通信道滤波器的所述上限截止频率。
2.根据权利要求1的电话机，包括用于测量固定频率的调制信号的电路和 用于校正振荡器频率的电路，使得固定频率的调制信号的测量频率等于期望的 频率。
3.根据权利要求2的电话机，其中校正电路包括预计作为向上偏调的函数 进行的校正的算法电路，该向上偏移是已知的。
4.根据权利要求1的电话机，其中振荡器包括生成基本信号的石英晶体振 荡器和实现基本信号的倍增而得到更高载频的控制环路。
5.根据权利要求4的电话机，其中石英晶体振荡器的输出向上偏调小于 10KHz。
6.根据权利要求5的电话机，其中石英晶体振荡器的输出向上偏调小于 5KHz。
7.根据权利要求4的电话机，其中石英晶体振荡器的输出在一个方向偏移， 并且调制的载波信号在800MHz到2200MHz的范围内，并且石英晶体振荡器 的输出向上偏调小于10KHz。
8.根据权利要求4的电话机，其中石英晶体振荡器包括用于进行偏移的可 转换的微调电容器。

本发明涉及一种具有改进的本机振荡器的解调器，主要用于蜂窝电话机领 域，特别是用于全球移动通信系统(GSM)。在蜂窝电话机的领域，在移动电话 机进入网络的服务时，建立识别协议。这些协议强加了移动电话装置难以满足 的技术约束。本发明的目的是提供一种对问题的有效的解决方案，该问题出现 在进入服务时，并且在现有技术中，只能通过选择开发成本非常高的理想本机 振荡器来解决该问题。\n当移动电话机进入蜂窝网的服务时，移动电话机便链接到基站。因为移动 电话机不知道它位于网络中的哪个网孔，所以进入服务的例行程序包括在移动 电话机的位置寻找最强的信标信号。所提到的信标信号由网孔的基站广播并且 包括新的移动电话机登录到该网孔并保持对已经存在的移动电话机的监视需要 的各种类型的信号。通常以固定的信标频率Fi发射信标信号，信标频率可以 随网孔而改变。在某些情况下，一些邻近的网孔可以共享相同的信标频率。在 所有的情况下，在信标频率发射的信号以高于在网孔基站和移动电话机之间转 换的呼叫信号的功率发射，该移动电话机甚至是距离基站最远的网孔中的电话 机。另外，信标信号连续地广播。尽管信标信号划分成帧，在这些帧中信标信 号划分成时隙，信标信号的含义随时隙变化，发射是恒定的并以相同的功率值。\n不需要赘述，由在上述特定数目的帧后重复的模式形成信标信号，例如GSM 中的51个帧。在这种情况下一个时隙的持续时间是577微秒和一个帧的持续 时间是4.615毫秒，因为一个帧包括八个时隙。包括几组10个或11个帧的模 式的持续时间是235毫秒数量级。\n第一组帧的模式不同于下一组。第一组包括在十个帧的每一个帧中的 FCH、SCH、BCCH和CCCH信号。FCH(频率控制信道)信号相应于载波Fi(控 制载波)的传输，该载波由偏离信道中心67.7kHz的纯正弦波调制。利用该调 制频率，在具有12个点的调制构象的GSM编码中，发射并重复具有连续值 (1，0)、(0，1)、(-1，0)和(0，-1)的码值I和Q。在整个时隙中发射该调制 的载波。\n因此刚进入服务的移动电话机首先确定它以最高功率接收的是哪个载波。 在GSM 900MHz标准下分配的标准35MHz带宽中(在DCS、PCS、甚至UNTS的 标准下分配其它的带宽)，移动电话机确定它以信标频率接收的最好的载波。 这可以通过例如在接收机电路的输出，甚至在解调前扫描频带和进行简单的检 测过程来完成。该扫描包括监视标准带宽的信道，在GSM中标准带宽是200kHz。 尽管为发射呼叫信号而专用的载频易于随时隙而跳频，但是信标频率Fi是恒定 的。因此，移动电话机足以连续地监视所有的频带以确定哪一个频带接收最好。\n当已经识别信标频率Fi时，移动电话机确定它在哪个时隙收到用67.7kHz 的纯正弦波来调制载波Fi的FCH信号。特别是在该过程中出现了本发明所要 解决的问题。假设强加的信道带宽是200kHz，这是因为解调器电路中的解调 器一般在其输出具有信道滤波器。低频信道滤波器的带宽是从-100kHz到100 kHz。解调通过用本机振荡器在载频Fi生成的信号混频接收的信号来转换解调 的信号。但是，因为本机振荡器的非理想性，所以解调也不理想。如果本机振 荡器不是在频率Fi生成信号而是在频率Fi+ε生成信号，则解调的输出信号 将具有等于67.7kHz+ε的频率。\n当然，如果ε很小则没有问题。特别是，当移动电话机是新的时，即在其 生产过程中可以设置本机振荡器，结果ε具有很小或等于零的值。实际上，相 对于信标频率Fi，可接受的偏移ε在900MHz的GSM带宽必须小于百万分之 (ppm)23.5、在1800MHz的DCS带宽小于12.1ppm和在2100MHz的PCS带宽 小于11.4ppm。这避免了由于信道滤波器引起的解调问题。而且，在移动电话 机中提供校正电路以便测量偏移ε和相应地修改解调信号值(不修改解调频率 Fi+ε)。在所用的解调系统中，例如通过控制环路修改由本机振荡器生成的 中心解调频率实际是不可能的。下面说明为什么这些本机振荡器的结构排除解 调频率的这种调整。相反，如果偏移ε很小，特别是如果偏移在上述指定的限 制范围内时，则有可能校正解调的信号，以便在解码时生成一个用于测量的偏 移ε的值。在接收FCH信号时测量偏移ε。\n令人遗撼的是由于设备的老化并且在某些情况下由于诸如温度和电压该移 动电话机的使用状态，本机振荡器的频率可能漂移。该漂移足以使信道滤波器 干扰在频率67.7kHz的信号的接收和解调。这是因为在信道滤波器的带宽边 缘大约100kHz的地方存在明显的斜率而不是锐截止。实际上，接收的信号在 未达到100kHz的极限频率之前就开始大幅衰减。注意，为了接收呼叫信号， 因为在带宽边缘每赫兹发射的信息量很小，所以这种逐渐的截止(该截止具有 较简单地实现信道滤波器和更低地损失相位旋转的优点)并不是问题。大部分 的信息包含在解调的低频中。\n根据本发明，为了弥补这些缺点而不需要调整滤波器，本机振荡器的频率 向上移动，以便在最佳的调整状态下，特别是在其刚刚生产出来崭新的时候， 它在略高于期望的标准频率Fi信标频率生成信号。事实是这样的，在解调过 程中，从收到的解调载波信号中减去在频率Fi+ε’的信号，而不是在频率Fi 的信号。相应地，特别是在接收FCH信号的情况下，解调的信号将不再是在频 率67.7kHz的信号而是在频率67.7kHz-ε’的信号。结果，如果本机振荡器 由于老化而漂移，则在到达信道滤波器所强加的容忍范围开始之前存在偏移等 于ε’的余量。结果，甚至在若干年的使用之后，改进了FCH信号的检测并且 电话机更有效地登录到基站。\n实际上，偏移ε’的绝对值很低。偏移ε’的影响可以很容易地由已经包含 在接收机电路中的校正电路来补偿，并且偏移ε’抵销了现有技术中的偏移ε。 本机振荡器的偏移ε’很明显地向上偏移，因此解调的信号FCH被拉向低频， 变成小于67.7kHz的信号，而不是拉向其频率远远大于67.7kHz的高频，所 述FCH可以到达信道滤波器的截止频带，在该截止频带其衰减只是简单地防止 所述FCH被正确检测。\n因此本发明提供一种移动电话机，包括具有本机振荡器的解调器电路和具 有本机振荡器输入端和解调输入端的混频器，解调输入端接收用频率Fi调制 载波的信号，其特征在于本机振荡器的输出相对于频率Fi向上偏调。\n在阅读下面的描述和参照附图之后将更好地理解本发明。完全通过本发明 的说明性的和非限制性的例子提供这些附图。在附图中：\n-图1a和1b是利用根据本发明改进的解调器电路检测FCH信号的频谱和 瞬时表示，\n-图2是用于根据本发明解调和校正FCH信号的电路的图解表示，和\n-图3是根据GSM标准组成FCH信号的符号的表示。\n图1a包括可用于本发明的解调器电路或现有技术的解调器电路的信道滤 波器的频谱曲线图1。图1a还包括调制载波的信号的频谱曲线图2，由上述类 型的解调器电路解调该信号。图1a还包括用纯正弦波信号(或者几乎纯的信 号，因为所有的传输失真仍然存在)调制接收的频率为Fi的载波的频谱曲线 图3。在本发明要解决的问题内容中，调制该载波Fi的信号是固定频率的信号， 即在GSM、DCS和PCS标准下的67.7kHz。图1a曲线表示了信道滤波器和信号 2频谱的中心频率4(在转换解调前)。中心频率4的值是Fi。实际上，在解调 后，中心频率正常是零频率。中心频率4的旁边表示的是根据本发明已经向上 偏移的解调频率5。解调频率5的值是Ei+ε’。生成67.7kHz的解调信号， 因为解调等于从频率为Fi+67.7kHz的信号中减去频率为Fi的信号。但是本 发明生成67.7kHz-ε的信号。那么值为ε’的偏移6等于滤波器1中信号3 的频谱移向滤波器的中心频率偏移的量。从图1a中很清楚，该偏移的作用是 使其频谱7更好地集中到信道滤波器的信号通过信道滤波器1。\n信道滤波器的截止频带8并不会随着老化而移动，因为该滤波器并不包含 任何有源元件。但是，本机振荡器的频率会由于老化而随时间漂移。如果该漂 移是向下的，则Fi变成Fi-ε，并且如果没有本发明，频谱3将移向更高的频 率，即移向67.7kHz+ε。这将冒着进入截止频带8的危险。在这种情况下， 信号FCH不会被正确检测，或者阻止移动站登录到基站。\n图1b是信号定时图，在图1a中表示了该信号的频谱3。在时隙TS9期间 调制该载波的FCH信号10是本例中67.7kHz的信号。\n图2表示了本发明的解调器电路。该解调器电路包括本机振荡器12和混 频器13。混频器13具有两个输入端。来自本机振荡器12的信号馈送到第一输 入端14。来自移动电话机天线11的信号馈送至到另一个(解调)输入15。典型 地来自图1b的信号是调制频率为Fi的载波的67.7kHz的信号。在本发明中， 本机振荡器12的输出相对于频率Fi向上偏调。\n本机振荡器12通常是其输出连接到输入端14的压控振荡器(VCO)16。 振荡器16的输出还连接到分频器17的输入，分频器17用值M分频来自振荡 器16的信号的频率。分频器17的输出连接到两个输入端的比较器18的第一 输入端。比较器18的第二输入端接收由稳定振荡器生成的信号。实际上稳定 振荡器19是石英晶体振荡器。为了实际使用，石英晶体振荡器19生成信号， 该信号的频率在分频器20以值N分频。在一个特定的例子中，石英晶体振荡 器19的振荡频率是13MHz数量级。在这种情况下，N的值是65并且馈送到比 较器18第二输入端的信号的频率是200kHz。概括地讲，分频器17以4500分 频，结果，输入端14的信号频率是900MHz数量级。另外，900MHz被4500分 频等于200kHz。结果，每跳频200kHz，在分频器17上每单位改变M的值是足 够的。实际上，振荡器12的电路图可以是不同的。理论上它表示分频器17和 分频器20从控制移动电话机的微处理器21中接收分频信号M和N。\n现有技术中，在工厂永久地设置石英晶体振荡器19，特别是通过微调电 容器22来设置。理论上，来自振荡器19的信号频率非常稳定并且不随着时间 变化。因此调整振荡器19，以使在分频器20输出端的信号频率恰巧是200kHz。\n在本发明中，振荡器12的输出向上偏移以生成频率为Fi+ε’的信号， 在这里所示的结构中，石英晶体振荡器19的输出向上偏移以完成上述的工作。 因为乘以了M/N，振荡器12的输出信号的频率与石英晶体振荡器19的输出信 号的频率成正比。\n因为可以通过分频器17实现移动电话机以200kHz的差距跳频，所以当振 荡器12开始由于老化而漂移时，由振荡器12生成的每个频率Fi只偏移少量 是不可能的。\n在一个例子中，相对于频率Fi的向上偏移小于10kHz。实际上该偏移是 5kHz。在这种情况下，根据GSM 900MHz标准，该偏移分别是5×103/900×106 或者104/900×106，即5ppm或10ppm。但是，根据所要求的使用模式需要进行 区别。因为由分频器17和20导致的乘法，GSM中5kHz的偏移(其中M是4500 数量级的值)等于DCS或PCS中10kHz的偏移(其中M是9000或10500数量 级的值)。\n在这些情况下，可以根据所要求的使用模式转换微调电容器22或23。或 者，如果知道可以容纳10kHz的偏移，则GSM 900MHz标准中可以选择5kHz 的向上偏移。在DCS或PCS标准下，该向上偏移引起10kHz的向上偏移。在这 种情况下，共同的偏移最好从800MHz到2200MHz都有效。在前面的情况下， 也由处理器21控制的转换电路可以在微调电容器22和23之间转换。\n解调器电路还包括地低通信道滤波器24，在图1a中示出其频谱1。滤波 器24的输出信号馈送到微处理器21控制的信号抽样电路25中。抽样电路25 以本领域所熟知的方式生成样值I和Q。在每个时隙中存在141个可用的样值。 在577毫秒时隙的实际情形下，可以有156.25个样值，但是时隙中第一个和 最后一个样值没有任何意义，如果没有接收到这两个样值呼叫的意义也不会变 劣。关于解调器13的正交解调，这些样值形成一系列信号I和Q。\n抽样电路25生成要传送到解码器26的样值I和Q。当以本领域所熟知的 方式收到FCH信号时，解码器26适于提取关于振荡器12的偏移的信息ε。解 码器26还利用信息ε来校正收到的样值I和Q，而不是振荡器12的频率(正 如已经指出的，这是不可能)。本领域熟知这种数字校正形式。本发明的特征 在于用预调整ε′来部分补偿偏移误差ε。换句话说，解码器26这时通过校 正生成等于ε-ε′的误差信号。开始，当移动电话机是新的时，ε为零并且 解码器26生成期望的误差ε′，ε′用于进行校正。\n本发明得到的中间结果是在滤波器24的输出端得到的解调器13中解调的信 号，但是，如果没有预校正已容忍振荡器12的偏移，则会出现滤波器24非常强 地衰减信号FCH的情况，直到其不能被检测的程度，甚至是在抽样电路25中。\n在GSM-DCS-PCS的情况下，图3表示相应于67.7kHz信号的调制编码。 在采用的12个位置的构象中，该信号具有四个优选位置，其中信号I和Q具 有相应值1和0、0和1、-1和0以及0和-1。实际上，由接收这类数字信 号的相位累加器来合成FCH信号。在接收机，解码后所期望的信号I和Q必须 具有上述的值。如果存在任何偏移，则量化为多个比特的信号I和Q在第一次 测量期间相对于这些值呈现角度偏移。当收到信号时，该偏移被放大，正如构 象的多个点的箭头长度所示。对于给定量的偏移，当然箭头只有一个方向是相 关的。将它们都参照点(1，0)，可以发现如果存在过量的偏移则扩展值将阻止 累加。相反，信号倾向彼此抵消。实际上，测量值ε由累加所述被参照信号的 恶化产生。本发明和现有技术一样执行校正：有可能确定由于长期偏移产生的 值ε-ε′。\n一个改进在于修改用于校正信号I和Q值的算法。在现有技术中，该偏移可 以向上或向下移动本机振荡器的频率。在本发明中，已经知道该偏移是必须向上 的，至少开始时必须是向上的。因此，有可能修改校正算法以便应用现有知识， 以导致更快的收敛。在最后的分析中，知道必须开始就尝试事先已经知道，工厂 设置等于ε′的值ε，而不是尝试而得到任意的ε值并且只保持累加最大的ε 值。因为本机振荡器的偏移很慢，所以有可能存储每日或每月得到的值ε-ε′， 以便减少对测量信号I和Q(呼叫期间)所进行的校正而进行全局校正。