干涉致干扰波消除器

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技术领域\n本发明涉及数字广播或数字传输中的中继站内所设中继装置中除去 或减少干扰波的技术，特别涉及到在单频网络(SFN)的中继站的发送天线 与接收天线之间因信号拖延(runaround)产生的干扰波、因多径效应产生的 干扰波或是从多个发送站发送同一信号时接收到原本应接收的发送站以 外的信号而产生的干扰波等的消除技术。为便于描述，本说明书中将上述 种种干扰波统称为干涉致干扰波。\n背景技术\n当前的广播波中继采用的是接收频率与发送频率不同的多频网络，这 样，即使由接收天线接收从发射天线发送来的电波，由于本局发送的电波 经过接收滤波器已充分衰减，故不会发生拖延的问题。此外，当发送与接 收采用的是同一频率时则限于发送功率小的局，而且这种情形下由于对发 射天线与接收天线的物理距离采用了有充分保证的分离形式，致发射电波 在接收天线的输入中充分衰减，因而多少不会有信号拖延的问题。\n与上述情形相反，在探讨进行实施的地面数字广播中，BST- OFDM(频带分段传输正交频分复用)方式的前途看好。这种方式对于多径 失真具有很强的适应于种种服务形式的优点，同时具有使SFN成为可能的 特征。在引入地面数字广播之际，为了与既有的模拟广播共存，数字广播 有必要利用空闲信道，但由于空闲信道少，SFN就成为必要的条件了。\n实现SFN方面成为问题的是非分离型广播波中继站中发射天线与接 收天线间的拖延现象，这不仅降低了传输质量，还会在发射天线与接收天 线之间耦合量大时引起振荡，导致不能再进行发送。为了减小拖延量，作 为拉开接收天线与发射天线物理距离的分离型广播波中继站虽有利用地 形等产生屏蔽效应的方法，但费用上是不利的。\n作为使发射天线与接收天线近距离配置而由同一频率进行再发送的 例子，有应用无线呼叫技术的便携式呼叫系统用中继站的例子，应用电气 方法来消除拖延。在这种无线呼叫系统中，采用将接收的电波在一旦解调 为数据后，再进行调制的再生中继方式。但是这样的再生中继方式，对于 地面数字播送的中继站而言，是不适合于采用要求使中继站延迟时间充分 短的OFDM信号的SFN中。同时，在数字广播波的中继情形，与带宽为 数10KHz的非常狭的便携式呼叫系统等通信系统相比，带宽约为6MHz， 这是非常宽的，因拖延引起的带宽内在特性也就非常复杂，因此，消除便 携式呼叫系统中拖延的方式并不适用于地面数字广播的中继。\n如前所述，在导入地面数字广播时，由于空闲信道不足，必须实现 SFN。OFDM(正交频分复用)信号由于增多了载波数，与单一载波调制方 式相比，降低了符号频率而能延长1个符号的时间。这样，仅仅是稍稍降 低了传输效率而能附加较长期间的保护时间间隔，因而可以具有很强的抗 多径特性。利用这种很强的抗多径特性，SFN成为可能。\n在SFN中，进行广播波中继时重要的内容中第一是在中继站内设置 的包含有主要是进行接收信号功率放大的放大器的中继广播装置中的延 迟时间，第二是传输信号的带宽。如前所述，在具有便携式呼叫系统等通 信领域所利用的拖延消除功能的中继站中，采用的是将接收电波暂时解调 为数据而进行再调制的再生中继方式，而与地面数字广播每1信道带宽为 6MHz(日本的情形)相反带宽为数10KHz，非常之狭窄。试考虑把这种方 式用于地面数字广播的OFDM信号情形。由于OFDM调制波1个符号的 时间长度与通信情形的相比要长得多，在一旦解调数据后，转播装置将会 产生比保护时间间隔更长的延迟时间。此时，一般接收者的接收机会受到 超过保护时间间隔很长的延迟时间的多径效应干扰，使误码率增大而降低 通信质量。\n这就是说，根据上述理由，转播装置中的延迟时间应充分地小于保护 时间间隔。并且在通信领域所用的干涉致干扰波的消除器，采用对再发送 输出所分配的复数信号乘以复系数再返回输入侧，由此来消除干涉致干扰 波的方式。在传送带宽充分狭窄的情形，若是没有非常长的延迟时间的干 涉致干扰波，则带宽特性可以视作为平坦的，此时的干涉致干扰波的消除 能够采用上述方法，但对于带宽约为6MHz(日本情形)的宽带宽地面数据 广播，由于可能存在因延迟时间不同的多种干涉致干扰波所产生的复杂的 带宽特性，故通过单纯的复系数相乘进行反馈是不可能使带宽内的全体均 衡的。\n发明内容\n本发明的目的在于，不采用先有技术的在通信领域中进行的再生中继 方式，而是可适用于单纯放大接收信号进行再发送的直接中继方式，因而 即使对于地面广播那种宽带宽的信号，也能从原理上提供在转播设备中不 增大延迟时间的干涉致干扰波消除器。\n本发明的干涉致干扰波消除器是把从转播装置(中继站内的设备，特 别是进行信号功率放大的放大器)的输出侧或输入侧分配取出的信号进行 正交解调，变换为等价的复数基带信号后，采用为供给此变换成的信号而 配置的后述那种数字滤波器，实现与中继站的干涉致干扰波传输特性相等 的传输特性，让从转播装置的输出侧或输入侧分配取出的信号通过所具传 输特性等于上述干涉致干扰波传输系统的传输特性的数字滤波器求得的 干涉致干扰分量，制成与此干扰分量相当的复制信号，从包含有此干涉致 干扰分量的中继站所接收的输入信号减去此复制信号，由此而消除中继站 的发射天线与接收天线之间的干涉致干扰分量。自然，上述减法也可在包 含有干涉致干扰分量的中继站接收的输入信号中反转消除用复制信号的 极性(正或负)，通过加法进行。\n具体地说，本发明提供一种干涉致干扰波消除器，它是在具有接收天 线、将此接收天线接收的输入信号放大的转播装置以及将此转播装置放大 的信号发送出的发射天线的直接中继方式的中继站中，除去因发生干涉而 产生的干扰分量的干涉致干扰波消除器，此消除器包括：数字信号处理部， 它具有接收从上述转播装置的输入信号或输出信号导出的信号的输入端、 产生相当于干涉致干扰分量的复制信号的输出端；减法器，从由上述接收 天线接收的并且包含干涉致干扰分量的信号中减去上述数字信号处理部 供给的所述复制信号而将除去了干涉致干扰分量的信号供给于上述转播 装置，其特征在于：所述数字信号处理部包括：自适应数字滤波电路，用 于接收从所述转播装置的输入信号或输出信号导出的所述信号，以生成对 应于干扰分量的所述复制信号，及抽头系数生成电路，用于通过处理提供 给数字信号处理部的信号设置所述自适应数字滤波电路的抽头系数，通过 使用包含在从所述转播装置的输入信号或输出信号导出的所述信号中的 参考信号，导出包括干扰分量的传输路径的整体传输系统的综合传递函数 F(ω)，从所述综合传递函数导出干扰分量的传输路径的传递函数C(ω)，及 通过所述抽头系数生成电路设置抽头系数，从而可以由所述自适应数字滤 波电路实现干扰分量的传输路径的所述传递函数C(ω)。\n在本发明的干涉致干扰波消除器一实施例中，上述数字信号处理部具 有自适应复数数字滤波器、处理供给于上述数字信号处理部的信号而设定 该自适应复数数字滤波器的抽头系数的抽头系数设定电路。此抽头系数设 定电路中设有处理上述转播装置的输入信号或输出信号分支出的信号而 输出等价基带信号的正交解调器、处理此等价基带信号而输出评价此干涉 致干扰波特性的信号的FFT(快速付里叶变换)电路、处理此FFT电路输出 的拖延特性的评价信号而输出复数脉冲响应的DSP(数字信号处理器)电 路，根据此复数脉冲响应能设定自适应复数数字滤波器的抽头系数。本发 明的DSP电路输出的脉冲响应是有限位长和有限时间长的，即与抽头系数 本身相对应的。\n在本发明的干涉致干扰波消除器的另一实施例中，上述数字信号处理 部包括具有带通特性的实数系数数字滤波器和设定此实数系数数字滤波 器的抽头系数的电路，在此实数系数数字滤波器的抽头系数设定电路中设 有：处理上述转播装置的输入信号或输出信号分支出的信号而输出等价基 带信号的正交解调器、处理此等价基带信号而输出评价干涉致干扰波特性 的信号的FFT电路、处理此FFT电路输出的干涉致干扰波特性的评价信 号而输出脉冲响应的DSP电路，能根据此脉冲响应而设定上述实数系数数 字滤波器的抽头系数。\n本发明的干涉致干扰波消除器特别适用于BST-OFDM方式与DVB -T方式等的数字广播，但在前一方式的实施例中，可以利用BST-OFDM 信号中所含CP信号与BPSK调制波即TMCC信号、AC信号、SP信号 的各载波的振幅一定，推算出干涉致干扰波传输系统的传递函数。\n在上述实施例中，利用所述BST-OFDM信号的所有符号中所含的 CP信号或TMCC信号，在概略推算干涉致干扰波传输系统的传递函数后， 可继续按所定的符号间隔发送，而在频率轴上，通过采用比前述CP信号 或前述TMCC信号更细间隔配置的SP信号来精密推算出干涉致干扰波传 输系统的传递函数，则可提高这种函数的推定精度。\n附图说明\n图1是例示消除广播波中继站收发天线间拖延的本发明的干涉致干 扰波消除器的原理结构的框图；\n图2是示明消除广播波中继站收发天线间拖延的本发明的干涉致干 扰波消除器的原理结构另一例子的框图；\n图3示明用于说明能由图1中结构消除拖延的，图1的电路结构中的 信号与其付立叶变换以及各电路块的脉冲响应与其付立叶变换的框图；\n图4是示明BST-OFDM信号的OFDM部分结构的图表；\n图5是例示同步调制部的OFDM部分结构的图表；\n图6是示明本发明的干涉致干扰波消除器第一实施形式的框图；\n图7是例示图6中发生拖延信号复制的数字信号处理部的详细结构的 框图；\n图8是示明本发明的干涉致干扰波消除器第二实施形式的框图；\n图9是例示图8中产生拖延信号复制的数字信号处理部的详细结构的 框图；\n图10是例示应用具有带通特性的实数系数数字滤波器(自适应滤波器) 构成的，产生拖延信号复制的数字信号处理部的详细结构的框图；\n图11是例示自适应数字滤波器结构的框图。\n具体实施方式\n下面参照附图详述本发明。\n在地面数字广播中通过广播波中继来构建SFN时，是把总台来的广 播波由转播装置放大然后由完全相同的频率再发送。此时，发送电波的电 场强度与接收电波的电场强度相比非常之强。接收天线虽具有对总台方向 的指向性，但发射天线则具有与服务区形状相应的指向性，通常以广角发 射电波。于是，由于发射天线朝接收天线方向指向性的增益，以及相反接 收天线朝发射天线方向指向性的增益而产生拖延。此外，发送电波之中也 有由于广播波中继台附近的建筑物、树木与山等反射而返回到接收天线的 电波，它们也成为拖延。因而拖延作为具有不同延迟时间、强度与相位的 信号的合成信号而累加到接收天线上。\n另外，当中继台接收来自总台的信号时，有时会存在多径产生的回波， 这种情形下也会发生与上述干涉致干扰相同的干扰。再有，当从多个发送 台发送来相同信号的情形，也会接收到来自原本应接收到的发送台之外的 信号，这时又会产生与上述拖延致干扰相同的干扰。本发明能除去或减少 由这类干扰产生的不希望有的信号分量，并如以前所述将这类干扰统称为 干涉致干扰波。\n图1例示使用本发明的干涉致干扰波消除器以消除收发天线间拖延 的广播波中继台原理结构的框图。\n图1中，标号1为本发明的干涉致干扰波消除器，2为功率放大器等 构成的转播装置，3为输出滤波器，4为定向耦合器。\n在上述结构中，包含干涉致干扰波的所希望的波(应再发送的电波)为 图示接收天线RA接收，输入本发明的干涉致干扰波消除器1中，下面详 加说明，本发明的干涉致干扰波消除器1将根据设于广播波带宽限制厨的 输出滤波器3的后段中的定向耦合器所得广播波输出的分配信号作为参考 信号，评价综合传递函数，推断干涉致干扰波特性，同时由复数数字滤波 器实现具有与干涉致干扰波传输线路的传递函数相同的传递函数的传输 线路，从所接收的输入信号中减去此滤波器的输出信号，而抵消除去干涉 致干扰波，于是在干涉致干扰波消除器重的输出信号中不再含有和消除了 干涉致干扰波。\n这样，干涉致干扰波消失了，只是所希望的波由转播装置2放大，再 顺次经由输出滤波器3和定向耦合器4，输入发射天线TA再由此发送出。 由此，一般接收者就能接收到不含干涉致干扰波的广播波。图中所示的定 向耦合器4是为了从广播波输出中提取参考信号来使本发明的干涉致干扰 波消除器1动作所必须的。图2以框图例示了使用本发明的干涉致干扰波 消除器消除收发天线之间拖延的广播波中继站的另一种原理结构。图2与 图1中由同一标号指明的块在此两个图中表明的是同一电路元件。\n在图2所示的结构中，能把在图1经转播装置2的输出侧通过定向耦 合器4求得本发明的干涉致干扰波消除器1起动所需的参考信号，从此转 播装置2的输入侧通过分配器5求得。此时考虑到参考信号中没有包含转 播装置2和输出滤波器3的特性，在形成综合传递函数的评价和干涉致干 扰波消除器1内所生成的传递函数时，需进行换算。\n下面利用公式，参看图3说明由图1的结构能消除干涉致干扰波。以 下根据公式的说明是就狭义的拖延进行说明。\n图3中，将图1所示用于消除拖延致干扰波的电路结构内的信号及其 付立叶变换以及各电路块的脉冲响应及其付立叶变换与以下说明结合，来 确定电路操作的定量化。\n在图3和以下说明中信号和脉冲响应的表示，分别以大写字母表示复 数而以小写字母表示实数。\n首先以t表时间，以ω表角频率，以总台来的信号(希望波)为r(t)，以 其付立叶变换为R(ω)；以本台发送的信号(广播波)为s(t)，以其付立叶变 换为S(ω)。然后，以从发射天线至接收天线拖延的传输线路的脉冲响应为 c(t)，以其付立叶变换为C(ω)；以拖延消除器1内的自适应滤波器(复数数 字滤波器)1a的脉冲响应为c′(t)，以其付立叶变换为C′(ω)。同样，以拖 延消除器1内的输入滤波器1b的脉冲响应为d(t)，以其付立叶变换为D(ω)， 以转播装置2的脉冲响应为A×g(t)而以其付立叶变换为A×G(ω)。这里，A 为转播装置2的放大率(常数)。\n此外，以拖延消除器的输入信号为i(t)，以其付立叶变换为I(ω)；以 拖延消除器的输出为o(t)，以其付立叶变换为O(ω)。拖延消除器重的输入 信号根据希望波与拖延波的和由(1)式成立，(1)式的付立叶变换结果为(2) 式。\ni(t)＝r(t)+c(t)*s(t)                   (1)\nI(ω)＝R(ω)+C(ω)S(ω)                (2)\n上式中*表示卷积运算。输入拖延消除器1中的信号i(t)通过消除器1 内的输入滤波器1b，再于减法器1c中减去自适应滤波器1a的输出，由消 除器1作为输出信号o(t)输出。由此，(3)式成立，对此(3)式作付立叶变换 而得到(4)式。\no(t)＝i(t)*d(t)-c′(t)*s(t)              (3)\nO(ω)＝I(ω)D(ω)-C′(ω′)S(ω)         (4)\n拖延消除器1的输出信号o(t)通过转播装置2成为广播波s(t)，由发 射天线发送，于是下面的(5)式成立，对(5)式作付立叶变换得到(6)式。\ns(t)＝A·o(t)*g(t)                       (5)\nS(ω)＝A·O(ω)·G(ω)                   (6)\n将(4)式代入(6)式中得到下面的(7)式。\nS(ω)＝A·G(ω){I(ω)D(ω)-C′(ω)S(ω)} (7)\n再将(2)式代入(7)式即得下面的(8)式。\nS(ω)＝A·G(ω)[{R(ω)+C(ω)S(ω)}D(ω)-C′(ω)S(ω)]       (8)\n将(8)式整理如(9)式\nS(ω)[1-A·G(ω){D(ω)C(ω)-C′(ω)}＝A·G(ω)R(ω)D(ω)    (9)\n将(9)式变形，求出系统整体的传递函数F(ω)(以下称为综合传递函 数)，得到(10)式。\n$F\left(\omega \right)=\frac{S\left(\omega \right)}{R\left(\omega \right)}=\frac{A·G\left(\omega \right)D\left(\omega \right)}{1-A·G\left(\omega \right)\{C\left(\omega \right)D\left(\omega \right)-C^{\prime }\left(\omega \right)\}}---\left(10\right)$\n系统整体的综合传递函数F(ω)若是能只由转播装置的增益A及其频 率特性G(ω)与拖延消除器1的输入滤波器1b的特性D(ω)按(11)式表示时， 则拖延的影响可以消除。\nF(ω)＝A·G(ω)D(ω)             (11)\n此(11)式成立的条件意味(10)式中的分母为1，即成立以下的(12)式。\nD(ω)C(ω)＝C′(ω)              (12)\n(12)式表明自适应滤波器1a的频率特性(右边)与拖延传输线路和输入 滤波器1b全体的频率特性(左边)相等则是干扰消除条件。由于G(ω)、D(ω) 是已知的，若是在C(ω)推算抽头系数形式电路1d中能推算出C(ω)，就能 够消除拖延。\n下面说明干涉致干扰波传输线路的传递函数的评价方法。\n在图4与图5中，示明了各个BST-OFDM信号的OFDM部分的结 构以及同步调制部的OFDM部分的结构。\nBST-OFDM信号如图5所示，为使在接收装置一侧容易解调，插 入了CP(连续性导频)、AC(辅助信道)、SP(散射导频)等基准信号，此外， 表示各OFDM部分的调制方式等的TMCC(传输调制配置码)也包含在各 OFDM部分中。\n这些载波的振幅为常值，除CP外，各载波均作BPSK调制。于是， 通过解调BST-OFDM信号，由于CP、AC、SP、TMCC各载波的振幅 值和相位值已知，就可以推断出干涉致干扰波的传输线路特性。下面就整 个OFDM部分为同步调制部而用SP来推算拖延传输线路特性的情形进行 说明。SP如图5所示于符号内按12个载频的间隔插入，进而沿符号方向， 每3个载频错开插入位置，以4个符号作开环配置。此外，SP的振幅一定 而其相位按一定规则调制。于是，当干涉致干扰波传输线路的变动与符号 速度相比充分慢的情形，若进行4个符号期间的观察，则可沿频率方向按 3个载频间隔求得频率振幅特性与频率相位特性。\n应用由接收的BST-OFDM信号进行载频再生、符号时间再生所得 到的基准载频以及基准符号时间，对接收的BST-OFDM信号作正交解 调，进而对复数FFT处理所得的实数数据XK、虚数数据YK(K＝I-N，K为 载频序号，N为载频总数)作4个符号程度的观察，提取出相当于SP的SxL、 SyL(L＝1-Ns，这里L是离散的频率序号，Ns为SP的1个符号内的总数的 4倍)。离散的频率L与SP载频一致，L每增减1，对应的频率数增减OFDM 信号载频间隔的3倍。\n除上述SxL、SyL外，再生OFDM帧定时，而由SP的规定振幅A、 规定相位φ求出实数部的值rxL、虚数部的值ryL，求出下面(13)式与(14)式 所示关系中的差exL、eyL。\nexL＝sxL-rxL              (13)\neyL＝yL-ryL               (14)\n这样求得的差exL与eyL，当到来的总台的电波的失真充分小时，则 成为于频率区域中对包含干涉致干扰波的传输系统的综合传递函数F(ω) 取样的结果。将(10)式变形，得到(15)式。\n$C\left(\omega \right)D\left(\omega \right)-C^{\prime }\left(\omega \right)=\frac{F\left(\omega \right)-A·G\left(\omega \right)·\left(\omega \right)}{A·G\left(\omega \right)·F\left(\omega \right)}---\left(15\right)$\n(15)式的左边表示的是用于消除干涉致干扰波所设的反馈电路的传 递函数与考虑到延迟电路的影响的实际干涉致干扰波系统的差，这一差 E(ω)表示为下式(16)。\n$E\left(\omega \right)=\frac{F\left(\omega \right)-A·G\left(\omega \right)D\left(\omega \right)}{A·G\left(\omega \right)F\left(\omega \right)}---\left(16\right)$\n在式(16)中设E(ω)为零，则对应于干涉致干扰波的完全消除。A、 G(ω)、D(ω)已知为不变的，因此可预先求得与SP对应的频率的取样值， 设它们为GL、DL，则E(ω)的取样值EL可表示成以下的(17)式。\n$E\left(\omega \right)=\frac{F_L-A·G_L·D_L}{A·G_L·F_L}---\left(17\right)$\n这里的FL由下面的(18)式表示，其中的i为虚数。\nFL＝exL+i·eyL                       (18)\n将对(17)式的EL作复数逆FFT处理所得的复数脉冲响应设为Hm， n-1，将自适应复数数字滤波器的抽头系数按下面(19)式所示反复修正，在 能够完全消除干涉致干扰波的同时，也能追踪特性变动的干扰波并进行消 除。这里的m是系数序号，n是表示系数更新次数的整数。在(19)式中，μ 为0～1的适当的数值，Hm，n-1为上述复数脉冲应答，而右边第1项的 Pm，n-1是进行更新前的抽头系数，Pm，n(左边)则是更新后的抽头系数。\nPm，n＝Pm，n-1+μ·Hm，n-1            (19)\n下面，将说明基于上述原理构成的本发明的干涉致干扰波载波实施形 态。\n图6是示明本发明干涉致干扰波消除器的第一实施例的结构的框图。 图6中，标号6、10、13是带通滤波器(后面记为BPF)，7为局部振荡器， 8为分配器，9、12是作为混合电路的乘法器，11为产生变换为IF频带的 拖延信号的复制的数字信号处理部，14为减法电路。\n下面说明图6所示实施例的操作。\n在将接收天线所接收的信号按BPF6所定的带宽进行带宽限制的同 时，还对后述数字信号处理部11所发生的信号延迟给予进行用于补偿的延 迟。然后将中继放大器的输入侧分配的所形成的参考信号(参看图2)同局部 振荡器产生的由分配器8分配的局部振荡信号的一方用混合电路9进行乘 法运算，变换为IF信号后，由BPF10除去图像分量，再送至数字信号处 理部11，在此处理部中产生拖延信号的复制，此信号与拖延传送系统供给 而由接收天线接收的信号具有相同的频率-振幅特性、频率-相位特性。\n将数字信号处理部11产生的干涉致干扰波信号的复制(IF信号)用混 合电路12与分配器8送来的局部振荡信号相乘，变换频率，再次成为RF 信号。在减法电路14中，从BPF6供给减法电路14的天线接收信号中减 去此拖延信号的复制，除去干涉致干扰波信号分量后传送给转播装置。\n图7是例示图6中所示产生拖延信号的复制的数字信号处理部11的 详细结构的框图。图7中，标号15为AD变换器，16为正交解调器，17 为FFT电路，18为自适应复数数字滤波器、19为时钟再生电路，20为载 频再生电路，21为形成干涉致干扰波传输线路脉冲响应的DSP(数字信号 处理器)电路，22为正交调制器，23为DA变换器。\n下面说明上述数字信号处理部11的操作。\n经由图6中的BPF10供给数字信号处理部11的参考信号(IF信号)首 先用AD变换器15变换为数字IF信号，再通过正交解调器变换为等价基 带信号的I轴信号、Q轴信号后，分别供给FFT电路17、自适应复数数 字滤波器18、时钟再生电路19、载波再生电路20。时钟再生电路19在由 BST-OFDM信号再生符号定时同时，由数字信号处理部11形成必要的 各种定时信号与时钟信号，而将时钟信号供给有必要的各个电路。\n载波再生电路20据BST-OFDM信号再生基准载波信号，供给正交 解调器16与正交调制器22。由FFT电路17进行有效符号期间的BST- OFDM信号的提取和FFT处理，将其结果送给F-段的DSP电路21。从 根据FFT电路供给的FFT处理结果的实数部与虚数部的各信号中提取 SP、CP、TMCC的载波分量而求出干涉致干扰波传输系统的传递函数后， 进行逆FFT处理，变换成复数脉冲响应，进而形成抽头系数，再将此抽头 系数传送给自适应复数数字滤波器18。自适应复数数字滤波器18给予正 交解调器16供给的等价基带信号以同于由干涉致干扰波传输系统供给接 收天线的信号的频率-振幅特性、频率-相位特性，并将其输出传送给正 交调制器22。\n正交调制器22采用与正交解调器16所用相同的载波再生电路20所 产生的基准载波信号，将等价基带信号变换为数字IF信号后，由DA变换 器23变换为模拟信号作为该数字信号处理部的输出。在以上情形下，自适 应复数数字滤波器18如图所示，能由4个自适应数字滤波器和2个加法器 构成。此外，与自适应复数数字滤波器18相同的是虚线围定的正交解调器 16与正交调制器22的结构，这些结构是周知的，故略去其说明。\n图8与图9由框图示明使用进行模拟信号处理的正交解调器与正交调 制器构成本发明的干涉致干扰波消除器的第二实施例。不必将输入干涉致 干扰波消除器1的输入信号即参考信号变换为IF信号，而是如图9所示， 除需要AD变换器与DA变换器各2个外，为了求得充分的消除效果，还 要求这些正交调制器与正交解调器有很高的正交性能。此外，在第二实施 例中由载波再生电路20输出的再生载波信号成为模拟信号。图8与图9 中的电路操作易分别根据图6与图7类推，略去其详细说明。\n在以上所述的本发明的干涉致干扰波消除器的第1与第2实施例中， 如图6-9所示，是在数字信号处理部11中用自适应复数数字滤波器18 来产生用于消除干涉致干扰的分量的复制信号的，但本发明的干涉致干扰 波消除器也可如图10所示，用具有带通特性的实数系数数字滤波器28来 构成图6所示的数字信号处理部11。\n这时，将干涉致干扰波传输系统特性供给于评价的FFT电路17或其 后段的DSP电路21的信号是由正交解调器16进行正交解调后的等价基带 信号，在制作出与干涉致干扰波传输系统所生成的有相同频率-振幅特 性、频率-相位特性的干涉致干扰波信号的复制的具有带通特性的实数系 数数字滤波器28中，则供给正交解调前的参考信号(IF信号)而能给予带通 特性。在此结构中，自适应数字滤波器28块虽然用1个即可以，但要求高 速操作。\n形成干涉致干扰波信号的复制的数字滤波器，在任何情形下(包括前 述图7与图9的情形)，例如图11所示，可形成为由多个系数寄存器R、 加法器、乘法器与D锁存器D所构成的加权加法电路的形式，1个自 适应数字滤波器块具有2个独立的数字滤波器系统，此各个系统交互由选 择器S选择，在未被选择的系统中装入根据DSP电路21(参看图10)更新 后的系数，在通过系数更新生成的寄生信号消失后，进行系统的变换。通 过使这种替换的时间与OFDM信号的保护时间间隔一致，可以减少系数 更新的影响。此外，在使用参看图6-9所述的自适应复数数字滤波器重8 时，需要4个自适应数字滤波器块，与这种情形相反，图10所示的自适应 数字滤波器28可以只有1个。此外，DVB-T方式的情形也与BST-OFDM 方式的情形相同，显然能适用本发明。\n根据本发明，能够消除SFN中的广播波中继站中发射天线与接收天 线间因拖延产生的干扰分量、因多径回波产生的干扰分量以及因总台以外 的发送台的信号产生的干扰分量，从而不仅可以实现地面广播中的SFN而 且可以大幅度地减少所需的费用。